基于MCU和功率半导体的拓扑技术

一 . 序言最近这几年充电模块是热门，从最开始的 7.5 kW、10 kW 到后面的 15 kW、20 kW，功率等级不断的提高。

现在市场上的大功率充电模块绝大部分都是三相输入，PFC 部分也基本都是采用的三相无中线 Vienna 结构的拓扑。

结合 Microchip 的 MCU 和功率半导体，和大家分享一下。

由于本人水平有限，也难免会有一些个人见解有误的地方，希望和大家一起探讨交流。

二 . 主电路的组成1. 主拓扑如图 1 所示，主拓扑是三相 Vienna PFC 拓扑的主电路：图 1 三相三电平 Vienna 主拓扑结构三相二极管整流桥，使用超快恢复二极管或 SiC 二极管；每相一个双向开关，每个双向开关由两个 MOS 管组成，利用了其固有的反并联体二极管，共用驱动信号，降低了控制和驱动的难度。

相比其他组合方案，具有效率高、器件数量少的有点；电流流过的半导体数量最少：以 a 相为例，双向开关 Sa 导通时，电流流过 2 个半导体器件，euo = 0，桥臂中点被嵌位到 PFC 母线电容中点；双向开关关断时，电流流过 1 个二极管，iu > 0 时 euo = 400V， iu < 0 时 euo = -400V，桥臂中点被嵌位到 PFC 正母线或负母线。

图 2 单相电流路径电路的工作方式靠控制 Sa、Sb、Sc 的通断，来控制 PFC 电感的充放电，由于 PFC 的 PF 值接近 1，在分析其工作原理时可以认为电感电流和输入电压同相，三相电平衡，并且各相差 120 度。

2. 等效电路三相三电平 Boost 整流器可以被认为是三个单相倍压 Boost 整流器的 Y 型并联；三个高频 Boost 电感，采用 CCM 模式，减少开关电流应力和 EMI 噪声；两个电解电容构成电容中点，提供了三电平运行的条件；图 3 单相整流电路图 4 主电路等效电路根据等效电路，各参数表达式如下：注：这个 eun 的表达式非常重要，是后面很多公式计算的基础，推导如下。

将如图 1 所示的主电路进行等效：图 5 电路等效图列出电路的平衡方程，其中三相平衡下:在任意时刻：化简得到：因此：其中 Vuo，Vvo，Vwo，是三相端点 A、B 和 C 的电压， L ＝ La= Lb= Lc。

三 . 工作原理1. 主电路的开关状态三相交流电压波形如图 6 所示，U.V.W 各相差 120 度图 6 三相交流电压波形通过主电路可以看出，当每相的开关 Sa、Sb、Sc 导通时，U、V、W 连接到电容的中点 O，电感 La、Lb、Lc 通过 Sa、Sb、Sc 充电，每相的开关关断时，U、V、W 连接到电容的正电平（电流为正时）后者负电平（电流为负时），电感通过 D1-D6 放电，以 0~30 度为例，ia、ic 大于零，ib 小于零。

每个桥臂中点有三种状态，三个桥臂就是 3^3=27 种状态，但不能同时为 PPP 和 NNN 状态，故共有 25 种开关状态；开关状态如下2. 主电路发波方式主电路的工作状态与发波方案有比较大的关系，采用不同的发波方案会在每个周期产生不同的工作状态。

一般 Vienna 拓扑采用 DSP 数字控制，控制灵活，可移植性强。

(1)采用单路锯齿波载波调制电流环控制器输出的调制信号被馈送给锯齿波载波，如图 7 所示，保持恒定的开关频率；在 0~30 度这个扇区内，每个周期产生 4 个开关状态，由于波形不对称，电流波形的开关纹波的谐波比较大；采用该种方式进行调试，桥臂中点线电压的最大步进是 2Ed（Ed 为母线电压的一半，400V）；图 7 锯齿波载波方式(2)采用相位相差 180 度的高频三角载波，如图 8 所示，当对应的输入电压是正半周的时候，采用 Trg1，当对应的输入电压是负半周的时候采用 Trg2，每个周期产生 8 个开关状态，与传统的控制方案产生 4 个开关状态相比，8 个开关状态相当于频率翻倍，减小了输入电流的纹波，对 THD 指标有好处；图 8 三角波载波方式三角波载波方式仿真波形如图 9 所示：图 9 三角波载波方式仿真波形3. 工作状态上面我们提到，三相三电平 PFC 可以看作是三个单相的 PFC，每个单相相当于由两个 Boost 电路组成，在交流电压的正负半周交替工作，正半周如下所示：图 10 单相 ON-OFF 电流波形以 a 相为例，驱动信号为高时，则开关管 Q1 导通（交流电压的正半周）或者 Q2 导通（交流电压的负半周）；驱动信号为低时，开关管 Q1 和 Q2 都关断。

电压正半周时，a 相上桥臂二极管导通；电压负半周时，a 相下桥臂二极管导通。

通过上面的分析，采用移相 180 度的三角载波进行调制，在 0~30 度的扇区内有 8 种开关状态，4 种工作模式 ONO,ONP,OOP,POP。

ONO 工作模式：a 相和 c 相导通，b 相截至，U 和 W 电压为 0，V 点电压 -400V；该工作状态只给 C2 进行充电；图 11 ONO 开关状态ONP 工作模式：a 相导通，b 相和 c 相截至；U 点电压为 0，V 点电压为 -400V，W 点电压为+400V；图 12 ONP 开关状态OOP 工作模式：U 和 V 点电压为 0，W 点电压为+400V；图 13 OOP 开关状态POP 工作模式：U 和 W 点电压为+400V，V 点电压为 0，该工作模式只给 C1 进行充电；图 14 POP 开关状态当然，这只是在 0~30 度扇区的工作状态，其实在整个工频周期，是有 25 个工作状态的，具体见我上面发的开关状态附件。

ONO 和 POP 这两种工作模式只给 C1 或 C2 充电的状态对后面母线电压均压起决定性的作用。

四 . 器件应力的分析1.PFC 电感应力从上面的工作状态，我们可以知道，PFC 电感的前端接输入，后端电压在开关不同的状态分别接 PFC 电容三个电位，P，O，N，我们以输入的三相中点为基准， PFC 母线电压是波动的，三个状态的电压分别为：其中 Vu，Vv，Vw 为三相开关端点相对母线电容中点的电压，以 A 相为例，当 Va>0 时，Vu 可以取 0，400V，而其余 B，C 相可以取除（400V，400V）以外的任意向量，因 B，C 相不可能同时为正，所以此时 PFC 电感右端的电压范围 -266～533V。

同理当 Va<0 时 Vu 可以取 0，-400V，而其余 B，C 相可以取除（-400V，-400V）以外的任意向量，所以此时 PFC 电感右端的电压范围 -533～266V。

电感两端的电压峰值出现在该相 60 度时（大于 60 度后其余两相为负，GND 到 O 的电压最大值变成了 133V，所以从仿真上可以看出峰值电压的跌落，最大值为：2. MOSFET 和二极管应力如图 1 所示，每相的两个二极管跨接在正负母线之间，其中点的电平可以为 0，-400V，400V，所以对于二极管，其两端承受的最大平台电压为输出 PFC 输出电压，800V 母线电压考虑 MOS 开关带来的电压尖峰，二极管的最大尖峰电压会接近 1000V，其电流应力可以通过控制方程计算出来。

其实考虑整流二极管不仅要考虑耐压、通流能力，还有一个很重要的参数是抗浪涌冲击的能力。

在实际调试的过程中，有尝试选择用 SiC 二极管，但是 SiC 二极管的抗浪涌冲击电流的能力比较弱，所以一般都是采用超快恢复的高压二极管，比如 Microsemi 的 ATP30DQ1200B 系列。

我们知道，当模块在打浪涌的时候，电流都是走低阻抗的路径，一般前级的压敏电阻会泄流一部分电流，但是压敏电阻不会泄放所有的电流，依然会有大量的电流留到后级电流中。

对于单相模块，一般的做法是在 PFC 电感前面增加一个二极管到 PFC 母线电容，这样，浪涌电流就会通过防雷二极管引入到 PFC 母线电容，保护了功率器件。

但是对于三相 PFC 而言，PFC 电容是一个五电平的波动，无法采用这种方法。

否则，电路正常工作时就会有电流流过该二极管而导致 Vienna 无法工作。

所以，大电流会通过电感、PFC Diode 进入母线电容，这个时候就要求 PFC Diode 抗浪涌电流的能力比较强。

MOSFET 的 VDS 电压，由于采用三电平技术，使 MOSFET 电压只有三相 PFC 800V 母线电压的一半，考虑尖峰，这个电压会接近 600V。

对于 MOS 电压应力‘我们最关心的是对顶 MOS 的中点相对三相输入的参考地的电位差，如果采用隔离光耦进行驱动，这个电压决定隔离驱动光耦的选型。

五 . 控制方案我们知道，这种控制电路一般采取双环的控制方式，即电压外环+电流内环。

电压外环得到稳定的输出直流电压，供后级电路的使用（比如 Three Level LLC、PS Interleave LLC、PSFB 等），电流内环得到接近正弦的输入电流，满足 THD 和 PF 值的要求。

图 15 控制环路其实数字控制无非就是把模拟的方案转换为数字的运算，可以参考如图 16 所示模拟 PFC 控制逻辑框图，利用它的控制思想来实现数字化。

图 16 模拟控制框图PFC 母线输出电压经过采样和滤波由 DSP 的 ADC 采样到 DSP 内部，与电压给定信号进行比较，产生误差后经过 Gvc(s)补偿起后输出一个 A 信号，然后通过乘法器与交流 AC 电压相乘得到电流的给定信号，正是该乘法器的作用才能保证输入电压电流同相位，使电源输入端的 PF 值接近 1；将采样的电感电流波形与电流给定进行比较得出误差，经过 Gic(s)补偿器进行补偿后得到电流环的输出值，该值直接与载波进行调制，得到 PWM 波形，控制电压和电流；大致的控制框图可以用下图来简化表示，如图 17 所示；图 17 PFC 传递函数框图其中：Gcv(s)为电压环的补偿函数，Gci(s)为电流环的补偿函数，Hi(s)为电流环采样函数，Hv(s)为电压环采样函数，Gigd(s)为电感电流对占空比 D 的函数。

六 . 控制地的选择在传统的单相有桥 PFC 中，一般把 PFC 电容的负极作为控制 AGND，因为该点的电压通过整流桥跟输入的 L、N 相连。

当输入为正半周的时候，AGND 为整流桥钳位在 N 线；当输入负半周的时候，AGND 被整流桥钳位在 L 线；所以母线电容的负极地 AGND（相当于 PE）是一个工频的变化，由于输入一般都是 50Hz 的交流电，所以相对还是比较稳定的，可以作为控制电路的控制地。

但是相比较 Vienna PFC 就不一样了，母线电容的中点相对与工频电压中点（PE）是一个开关级的 5 电平高频变动的电平：±2/3Vo、0、±1/3Vo（这里的 Vo 代表母线电压的一半，典型值 400V，5 电平是如何产生的请参考开关状态附件的 eon），如果以如此大的高频波动去作为控制地的话，那么噪声和共模干扰就会非常的大，可能会导致采样电压和驱动不准确，严重影响到电路的可靠性。

由于电容中点的高频变化不能作为控制地，那怎么办？我们是否可以认为的构建一个虚拟的地来作为控制地 AGND？我们可以采用在三相输入之间通过分压电阻相连，采用 Y 型接法来产生虚拟地而作为控制地。

不过构建了这个控制地后，那么其他所有的采样、驱动都要以差分和隔离的方式相对于这个控制地来工作。

采用这种方法，输出电容中点 O 与控制地 AGND 分开了，避免了高频剧烈变动带来的干扰。

图 18 控制地 AGND这样做是不是完美解决了控制地的问题？在实际工作过程中，AGND 依然存在剧烈的波动，并不是我们想象的那么平静，AGND 跟随着 O 在剧烈的波动，AGND 的峰峰值非常的大。

如何解决？其根本原因是 AGND 和 O 之间存在采样电阻的连接（输出电压的采样），而 AGND 跟 PE 之间又存在 Y 电容连接，在 O 点的高频信号作用下，AGND 自然就被迫分担一定比例的电压。

解决方案是在 AGND 与 PE 之间增加一个低阻通路来降低阻抗，承担一定的电压来降低 AGND-PE 的纹波电压。

七 . 母线均压原理的分析我们知道，三相 Vienna PFC 拓扑的母线电压 800V 是由两个电容 C1 和 C2 串联进行分压，电容中点的电位 O 由电容的充放电决定，两个电容的电压应该保持均衡以保持真实的三电平运行条件。

否则输出电压可能包含不期望的谐波，甚至会影响到电路的完全性。

三相三电平 PFC 正负母线的均衡度会影响 PFC 的性能：1、输入电流 THD；2、功率开关管和二极管的应力（本身以及后级功率电路）；3、动态时母线电容容易过压；电容中点的电位偏差与 PFC 正负母线电容的充放电过程相关，通过开关状态可以看出，a 组和 z 组工作状态没有电流流入或流出电容中点，因此两个电容的充放电是一样的，不会产生偏压。

只有 b、c、d 组的开关状态才会影响到 PFC 母线电容充放电的差异，产生偏压。

根据前面的工作原理分析，POP 工作状态只给电容 C1 进行充电，ONO 工作状态只给电容 C2 进行充电，故可以根据这两个工作状态来控制中点电位，在控制中可以调节 ONO 和 POP 两个工作状态的作用时间来进行均压。

图 19 C2 充电图 20 C1 充电这个时候可以在整个控制环路中添加一个偏压环，用于调节 ONO 和 POP 的作用时间，来进行母线电压的均压作用。

具体实施方：是分别对正母线和负母线进行采样，然后得出差值（直流分量），该差值经过偏压环的补偿器调节之后叠加到输入电流参考正弦波，经过精密整流后变换为幅值有差异的双半波作为电流环的给定，以此来改变 ONO 和 POP 的作用时间，改善 PFC 母线均压。

图 21 偏压给定如图 22 所示，compa、compb 和 compc 分别是每相的电流环计算出来的结果，以 0~30 度扇区为例，当正母线相对于中点的电压低于负母线时，正半波的给定变小，负半波的给定变大，POP 工作状态的时间变长，给正母线电容的充电时间变长；ONO 工作状态的时间变短， 给负母线电容的充电时间变短。

当正母线相对于中点的电压高于负母线时，正半波的给定变大，负半波的给定变小，POP 的作用时间变长，给正母线电容充电的时间变短，ONO 的作用时间变长，给负母线的充电时间变长。

图中 comp 值实线代表上个周期的值，虚线代表当周期的值；阴影部分代表变化的时间；图 22 均压控制示意图以上说明的是主功率回路正常工作时候可以通过调节来控制 PFC 母线电容的均压，但是当模块起机的时候呢？可以采用辅助电源直接从+400V~-400V 之间进行取电，由于电容有差异性，内阻不可能完全相等，也会差生偏压。

还有一个是要采用更高等级的 MOSFET，成本高，而且现在充电模块的待机损耗也是一个问题，很多客户要求模块的待机损耗不能超过多少。

当然还有另一种辅助电源取电方式，也是现在厂家主流的方式。

就是正负母线均挂一个辅助电源，在起机的时候通过充电电阻给母线电容充电，变压器采用绕组竞争的方式，谁的母线电压高，就采用谁供电，这样可以很好的保证模块在起机过程中的均压效果；在模块正常工作起来以后，也是同样的道理。

而直接从+800V 取电没有这种效果。

图 23 辅助电源示意图八 . 原理仿真1. 输入电流输入电流波形，参数没有调好，将就着看吧。

图 24 输入电流波形2. 各点电压波形输入线电压峰值与 PFC 总母线电压的比值定义为调制系数 m，m=Vlp/2Ed;其中 Vlp 是线电压的峰值；整流器可以被认为是与市电通过 PFC 电感连接的电压源，为了使输入电流正弦，桥臂中点线电压也应该为正弦波形。

而实际情况下桥臂中点线电压是正弦 PWM 波形，谐波分量和最大步进是两个主要考虑的因素。

（1）当输入线电压峰值值大于 Ed 时，桥臂中点线电压电压波形 euv，是一个 5 阶梯的电压波形，幅值为 0，±400V，±800V，步进是 400V；图 25 桥臂中点电压 1（2）当输入线电压峰值值小于 Ed 时，桥臂中线线电压波形是一个 3 阶梯的电压波形，幅值为 0，±400V，步进为 400V；图 26 桥臂中点电压 2桥臂中点相对与市电中点的电压波形 eun，是一个 9 阶梯的电压波形；幅值为 0，±133V，±266V，±400V，最小步进是 133V，最大步进是 266V；由于功率开关管和散热器之间有寄生电容，这个阶梯信号会产生共模噪声；图 27 eun 电压波形电容中点 O 相对于市电中点的电压波形 eon，是一个 5 阶梯波形，幅值为 0，±133V，±266V，步进为 133V；图 28 eon 电压波形 1图 29 eon 电压波形 2图 30 eon 电压波形 3最后附一张电路起机波形：图 31 起机波形九 . 环路分析及数字化• 工作原理输入交流电压和电感电流，以及 PFC 母线电压经过采样和滤波由 DSP 的 ADC 口采样到 DSP 内，然后通过一个电压反馈补偿器 Gcv（S），输出电压环的反馈信号 Vc，然后通过一个乘法器单元将电压调节器的输出 Vc 与输入电压的全波整流波形相乘，得到整流桥后电流的指令值 Iref。

正是该乘法器保证了输入电流与输入电压同相且波形相同，使电源输入端的功率功率因数为 1，它是实现功率因数校正功能的关键。

在图 1 所示的电路中，PFC 参考电流合成器还包含了一个输入电压全波整流值的平方电路和除法器，主要是为了提高控制系统对输入电压变化的动态响应速度，它对于宽输入电压范围和输入电压波动较大的应用场合更为必要，我们将上面的电路框图用传递函数框图表示：图 32 PFC 传递函数框图其中：Gcv(s)为电压环的补偿函数，Gci(s)为电流环补偿函数，Vm 为载波幅值，Gigd(s)为电感电流对占空比 D 的函数，ZL(s)为电感电流到输出电压的阻抗，Hi(s)为电流环采样函数，Hv(s)为电压环采样函数。

在三相 PFC 的数字控制当中，可以采用 Microchip 双核 dsPIC33CH 系列，由于其内部具备双核 CPU，所以整个控制我们分配在两个内核中，主核 Master 完成电压环以及保护和快速采样滤波计算等环节，从核 Slave 完成电流环和发波的功能。

双核示意图如下：图 33 dsPIC 双核框图双核系列的 dsPIC 具有如下特点:主核和从核分别独立工作；在应用开发阶段可以分别编程和调试；主核和从核都有它们自己的中断控制、时钟发生器、端口逻辑和外设资源；主核最大工作 90MIPS，从核最大工作 100MIPS；2.PFC 电流环图 34 PFC 电流环框图在 Vienna 电路中，两组 PFC 母线电容对输入等效为以中点为基准的两个并联电容组，三相二极管电流对其充电，对输出而言其又等效为两个串连的电容，对负载供电，所以每相流入 PFC 电容电流和流出 PFC 电容电流的关系为 2/3。

故三相 Vienna 拓扑的主电路传递函数为:L_fulload 为满载情况下 PFC 电感值，RL 为电感串联电阻。

我们知道了主电路的传递函数后，其他比如 AD 增益（包括采样、保持、转换）、硬件采样电路、Fm 等传递函数都可以表达出来了。

这样除了补偿器之外的开环传递函数都清楚了，计算或者仿真出除补偿器的 Bode 图，根据开环传递函数的 Bode 图，设计出合理的补偿器。

在数字电源控制中，一般采用的补偿器有 PI 控制器、SZSP 控制器、2P2Z 控制器、3P3Z 控制等。

在开关频率以下，电流环开环传递函数为一个单极点系统，可以将补偿函数设计为一个 PI 控制系统。

由于 PFC 电感在不同的直流偏置下感量变化非常明显，nFeSi 材质在正弦电流过零点和峰值附近相差近 3 倍，为了能提高过零点的低频增益和带宽，同时保证峰值附近的稳定，我们需要实时的调节电流环的相关参数，这样能时时的改善带宽和增益。

3. 电压环图 35 PFC 电压环PFC 电流内环和功率级形成一个电流源，因此 PFC 电压环的被控对象在低频可以等效为驱动电容的电流源，在 100Hz 频率附近，电压环开环传递函数为一个单积点系统。

PFC 电压环在确保当负载变化时输出电压稳定的同时，带宽应该足够低，从而使频率大于 100Hz 时的环路增益足够低，以减小 PFC 输出电容上的 100Hz 电压纹波对 PFC 输入电流的调制作用，否则该调制作用会引起输入电流的严重畸变，当然过低的电压环带宽回导致电压动态速度过慢，在 THD 设计满足要求的情况下，可以再调节带宽。

以上是针对稳态的电压环设计，如果输入或者输出在进行动态跳变，为了保证电路的可靠性，可以加入快环。

也即在动态时，为了加快环路响应，满足动态的要求，采用另外一组环路参数，同时去除软件滤波。

当总母线电压采样大于或者小于当前总母线电压给定的一定值时，进入快环；当总母线电压采样不再大于或者小于当前总母线电压给定另一值时，退出快环。

当然，由于母线电容的 ESR 容易受环境温度的影响，所以当环境温度过低时，母线电容的 ESR 增大，电压环调节过快，会导致母线电压过压。

所以电压环的设计不仅要考虑到稳态的低带宽，还要考虑动态响应以及受环境温度的影响。

4. 母线电压偏压环PFC 电路有正负母线输出，所以要控制正负输出平衡：把叠加到电压波形给定中去，这样可以调节母线平衡（见均压原理分析）。

母线电压偏压环是纯比例环节,即有静差调节,所以即使最终调节稳定的情况下,母线还是会存在一定的差异,如果 K 越大，δ 输出就越大，调节能力就越强，平衡度就越好，但是注入到输入电流的谐波也就越大，影响 THD 指标。

所以需要在 THD 和母线平衡之间做出平衡。

为了消除正、负母线之间的静差，可以采用 PI 环节来代替纯比例环节，但是积分环节本身存在退饱和的问题，对于 Vp, Vn 不停变化的系统，调压是通过改变小矢量的持续时间，积分的响应速度慢，可能反而对小矢量超调或欠调，导致正、负母线电压一直处于偏压的状态。

所以采用纯比例环节进行正、负母线电压的调节可以保证时时性。

由于母线偏压环的调节，会对 THD 造成影响，所以要根据母线偏压的程序选择比例系数和输出δ的最大范围，避免过分调节。

5. 补偿器的数字化数字补偿器设计流程如下：首先选择一个合适的已知原型滤波器传递函数（要选择合适的零极点）；将该原型滤波器的 s 域传递函数映射到 z 域中；将 z 域转换为时域内的线性差分方程；从 s 域到 z 域的变换，我们一般采用双线性变换，又称 Tustin 变换和梯形变换。

它将 s 域中的模拟传递函数转换为 z 域中的等效数字传递函数，它只是表示的一个近似值，相对于采样频率的交叉频率越低，近似值就越可靠。

以 3P3Z 控制器设计为例，在 s 域的表达式为：进行双线性变换，将 带入 Hc(s)中，经过化简可以得出 z 域表达式：将 z 域转换为线性差分方程：在 MCU 里面执行的大致过程如图 36 所示：图 36 数字Ⅲ型控制器实现方式