BOOST变换器MOS管发热严重

所谓的发热严重是多严重，MOS管的温度是多少？

从波形看，10uS的周期，就是开关频率大概是100KHz，占空比小了，一般BOOST都70%的占空比，

知道为什么会发热吗这个其实 是非常简单的道理，只要一说也许就恍然大悟了，60安650伏的开关管的由于大电流高电压的开关管，这个结电容是非常大的，而且频率100千赫，电压有400多伏，那么，这个开关管存在电容的损耗就是P=CUUF,不要说3安，就是1安的损耗也非常大，温度高了，这个其实是无法克服的，所以，为了减小这个大开关管的姐电容存在的损耗，就是采用软开关，两个工作，一个高电压小电流，存在的结电容就比较小了，其实，这个就是大管子的结电容用一个电感器储能，就是那里电容转到了电感上了，小管子先开通，大管子后开通，这个是辅助电感器的能量与大开关管的导通的能量一起释放输出了，可以减小损耗了。否则，开关管的损耗非常大，产生严重的发热，只要开关，哪怕输出电流再小，也损耗是非常大的。

其实，在我的新一代软性开关电源变换技术专题讨论里的中间位置就重点讨论了这个技术话题了，就是损耗非常大，我的是三相电升压到650伏，采用27N80，发热不得了了，所以采用了软开关改进电路了，其实，在单相电升压到400伏直流还是采用20安500伏的开关管，这个结电容不是非常大，然而还是存在一定的损耗的，频率还是选择60千赫，三相电也是升压采用60千赫，你这里采用100千赫，频率非常高，所以损耗确实非常大，发热严重了，就这样。

分析了下你的波形，PWM已关断，但是DS电压还没有回去，中间有个时间比较长，等于开关损耗很大。

1、增加一个关断放点的电路，给MOSFET加速关断，PNP管做的。（单次损耗降低）

2、降低开关频率。（总损耗降低）（软开关100k是没有问题的）

3、如果不是很必要用到60A的管子，可以换小到40A左右试试。

其实，适当的比较快的关断确实可以减小一点损耗，但问题是，只要一定限度了再快也是一样了，存在存储延时关断，不是快关断也一样快了，存在电流下降的曲线，再快也快不了了，那么，才3安电流是非常小的，这个关断的损耗就是非常小的，不存在关断损耗大的问题，就是结电容损耗引起的，我说了，就是输出1安的电流，几乎是完全没有关断损耗，可以是0 了，还是损耗大发热严重了，没有区别，如果把开关管的电流选择小的就是结电容也小了，那么，损耗也小了，还有，频率低了一些的损耗也小了，所以，上面的公式就是三个要素决定的，就是结电容，电压的平方，频率三者乘积，所以，推广软开关才是减小损耗的办法了，就是大管子的结电容变成了能量回馈输出的能量，小管子的结电容小了，损耗也小了，当然，小管子高电压的其实也还是存在一定的损耗 的，没有两全其美了，目前是没有办法可以完美解决的完全0电压的软开关，即0电压导通就不存在这个问题了，但现在做不到，所以，产业一点改进的办法，没有完美的措施。

如果单管就是现在容量小一点的，频率低一些的，但问题又是什么呢，要知道，管子越大内阻越小，损耗也小了，现在小一点电流的损耗在输出功率大时，内阻小的损耗也小了，所以，又选择大电流的损耗减小可是事实的呀，功率小的选择小的管子，功率大的选择大的管子，这个就是这样的选择了，那么，存在的结电容的损耗是客观存在的，没有办法可以去除的，违背不了的管子参数的规律了，选择低一些的频率损耗随比例的降低，但电感器就比较大了，所以，一般选择50千赫就可以了，没有必要选择100千赫的频率，这个频率偏高了，结电容大了，关断损耗也大了，50千赫是100千赫的一半损耗也是一半了，就是这样的。

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参考这个帖子里面的第10楼。

其实，BOOT软开关在UC3855，pfc就有介绍这个电路，但这个电路存在错误，正确的就是采用我的技术原理，在我的论坛里的中间位置就有介绍这个软开关的电路，是可以参考的，我的论坛就是【新一代软性开关电源变换技术专题讨论】，里面有比较详细的介绍，不过，那个是三相电电压太高了，为什么一定要采用呢，就是升压到650伏的电压非常高，而且，27N60的管子的结电容因为电流大的结电容也是非常大的，这样造成的损耗也是非常高的，所以才采用了软开关电路，就是大管是完全大管输出能量，小管子就是先导通2微妙，把大管的结电容当成了能量储存到辅助小电感又是变压器，通通过副边绕组反馈到输出端了，这样是完全可以形成电感器了，否则，介绍的3855的其实那个电路存在一定的错误，我改进的电路才是完全正确的。

楼主，给你个参考意见，仅供参考。

我觉得是MOS管开关损耗引起的发热，并不是导通损耗。

根据你提供的波形来看，其中开通损耗比关断损耗要大。

1、先从MOS管的驱动波形来看，开通上升沿波形出现震荡，这个震荡会增加MOS管的开通损耗，所以可以优化电路参数来减小或者避免这个震荡。

通常的做法，增大MOS管驱动电路的驱动能力或者减小栅极限流电阻阻值；缩短栅极驱动走线，优化走线路径。

2、MOS管的关断下降沿波形也出现了明显的震荡，这个震荡同样会增大MOS管的损耗，常见的就是MOS管VDS电压出现尖峰，需要优化MOS管关断电路。

通常的做法，在MOS管的G、S之间反接一个PNP三极管，加快MOS管的关断时间；单三极管的放电路径要尽量的短，最好将三极管放在MOS管的旁边。

其实，大功率大电流的开关管的结电容大倒是有个问题，就是损耗大了，无论升压器还是pfc一概存在，根本不是什么关断存在损耗，因为，就是1安电流非常小了，其实，关断损耗微乎其微的，再快速也无济于事，其实，也不是越快速越好，就是会产生电压变化率太高，会耦合到删级，不是那么稳定，要加一点吸收器。

这个确实值得关注，因为，大功率pfc的开关管电流大的结电容损耗确实是比较大的，还是加辅助管子的大管的结电容形成能量变成输出了，小管的结电容小了一些，但电压更高了，这个可以减小这个损耗了，没有别的办法了，就是460的管子结电容是500P，损耗多少，P=CUUF,你的60安650伏的结电容差不多是5倍了，所以，发热是必然的。就是实现软开关是可以减小这个损耗的。

我随便说一下，交错的在高电压不是太必要，低电压大电流才是必须的，交错就是两项45度角了，0.707-1了，只要输出瀘波的 三倍容量就一样了，而且分流了，不会产生电容的发热问题了，搞交错是可以，但是，两组并联的成本高太多了，不划算的，我认为还是单级的性价比高，效率其实的是一样的，那么，是否两个60安650伏两管了，这个成本是非常高的。发热更大了，单个才一半了，其实，pfc一般是400伏输出直流电压的吧，5000瓦12,5安吗，不是非常大，如果低电压12伏50安100安的，或者24伏的的，电流非常大，通常还是没有交错，这里采用三相就是0,866到1，这个效果就非常好了，其实，十几安采用单级确实可以，以前都是这么做的，成本低，把输出电容增大一些不也就可以了吗，成本低的多了，电路也非常简单了，就是一半了。

我提供的技术观点可以参考，现在出现一种炒作现象，其实，是歪论的多，是可以，但成本高经济上不划算的，10安电流不是太大，20安的llc电源实在太多了，都是没有交错，电容瀘波多一点容量就一点不发热了，稳定不高，如果一个的就发热厉害温度高了，如果三个电容，不可以从左到右，是中间引出端，这样的电流比较平衡了，如果通常的，形成CLC，就一只温度高另一只温度低了，走线讲究一下就可以了。

我看过一个帖子，才500瓦也搞了交错，这个是一个大笑话，因为，500瓦电流太小了，一个普通的560微法的电解电容就可以了，电流才2安多，怎么也不会发热的，就是完全误导了，现在相当多都是炒作，比如碳化硅，什么无桥，什么DSP，都成了神仙一样，结果是改变方式性质没有任何改变的，其实，实践结果就是故障率更高，成本也高了，中国我看就是什么都狂轰滥炸，许多不大懂技术的人就被误导了，就500瓦都搞了什么交错，电流复杂，成本高多了，非常不划算的，都在降低成本才有竞争力，交错就是45度角，就是0,707到1 ，三倍电容量就完全平衡了，成本高了一点但不多，交错就是两组变换，低电压采用的多，高电压是电流小了，所以没有必要。

不过，我提一下，是这样的，其实，500瓦就用560微法的电容，因为电流小了所以没有任何关系的，其实，你的5000瓦的电容就是4700微法，如果单个确实会发热的，那么，多个并联，可以这么做吗，不要一个电感器，分成三个，这个就是1666瓦，三个电感器，三个输出二极管，分别680微法两个一组，总共六个就是这个电容量了，两个并联的中间为引线，不是平行，否则，一个电容电流大一个小了，就是这样的。低电压大电流才搞交错，高电压电流小了，其实，20安llc的电容的电流就是10安，都是直接电容瀘波就可以了，都是这么做的。我提供的供参考。

就是说交错的低压大电流，高电压可以不采用，因为，这个成本高不划算的，比经济的，因为，有人低电压碰到问题了，如5伏60安100安的产品做过一些了，走线困难，没有办法，所以就发明了交错45度，三相的60度，其实就是这么一个道理，可以减小瀘波的电容的电流，高电压就没有什么关系了，5伏60瓦功率小了，如果60安220伏的功率就是一万多瓦了，其实，5伏60安的通常也是没有高交错的，我做过100安的存在一些问题，其实，也是可以的，就是搞了几个个的电容并联来分流了，这个走线就存在CLC小瀘波了，交错被5度就是电容的电流小了三倍了，就是这样的。