【讨论】反激DCM模式的疑问及PSPICE仿真

时间：2018-03-25 09:22:15 来源：浏览量：

反激电源工作在DCM模式下，DMAX最大占空比可以超过0.5吗，说出理论依据。 DMAX能否超过0.5跟是否工作在DCM下没有直接关系。首先DCM下肯定是可以的，CCM下，如果是电压模式控制或者平均电流模式控制，也是可以的，唯一不可以的情况是峰值电流模式且没有加斜率补偿的的CCM。那么再请问在CCM和DCM下那种的峰值电流大。一般的设计高压输入时DCM低压CCM ，峰值电流和占空比是如何变化的。

P=0.5*(IP1+IP2)*Don*Vin,假设Don是定值，在同样的工作电压要出同样的功率，DCM的峰值电流大。同样的，变压器设计好了，根据伏秒定律，电压变低，占空比会增加。峰值电流会随着电压和功率的变化出现三种情况：1，小于 IC 过流保护点，控制点在占空比。2.等于IC过流保护点，且IP2等于0，处于临界状态，3，IP2受限于IC过流点的限制，不再增加，IP1增加来提高输出功率。

师长能否再详解下第三种状态，电流模式控制峰值电流达到IC限流点，占空比就无法再加大，那么输出功率就会降低吧，如何通过增加IP1来达到输出功率。师长的意思是，如果达到了保护阈值，Ipk无法增加，那么为了提高输出功率，只能通过提高Ivalley的值。最后决定了能量关系的是电感的Iavg 你的理解是对的，谢谢！ Ipk无法增加，那么为了提高输出功率，只能通过提高Ivalley的值，那么如何提高Ivalley的值，既然峰值被限制了那就只能是增加时间了吧。

好像又不对了，对于反激，Von就是Vin，即Von和L都固定了，如果连续模式下，Ipk已经达到了限流阈值，负载继续加重，那肯定就只能进入打嗝保护了。

对于DCM峰值电流就是脉动电流，脉动电流I=(VON*TON)/L VON就是输入电压，是这样理解吧。对的如果连续模式下，Ipk已经达到了限流阈值，负载继续加重（加重到超过IP1=1/3IP2这个值范围时），那肯定就只能进入打嗝保护了。应该是先降低输出电压，待电压降低到VCC供电不足时才进入打嗝吧。师长咱们这个贴主要讨论在DCM状态下峰值电流和占空比随输入电压，输出负载的变化规律。

呵呵！支持兄弟，不好意思了！我打酱油，我路过！

说哪去了还得多向师长请教呢。大多数的反激计算过程都是按照CCM或BCM推力计算的，对于全范围DCM有些疑问。在DCM下影响占空比和峰值电流的都有哪些变量又是在怎样的趋势。

全范围的DCM下，如果是定频峰值电流模式的，峰值电流大小和占空比大小应该是一回事，EA的输出电压决定了峰值电流的大小，峰值电流的大小又决定了Ton即占空比的大小

全部的讨论建立在标准PWM控制下即定频调占空比。设定有固定的峰值电流限制值。这个前提条件下的DCM，占空比大小和峰值电流的大小是一回事，Ipk=Vin*Ton DCM下导通时间如何计算，实际就是占空比如何计算。DCM下占空比跟负载扯上关系了。嗯，正是这样的。CCM下理想的占空比只与输入输出有关，与负载无关，DCM下占空比由能量守恒推出，最后和负载直接相关那如何计算出输入最低和最高时候的占空比呢。 http://www.onsemi.cn/PowerSolutions/search.do?query=ncp1271&exc=yes&basic=yes&param1=type&param1_val=document这里有一个设计表格，计算方法非常完善，不过我也没来得及静心看安森美的表格吧，没用过我一直是在玩PI的表格。有时也用用FSC的。这个表格看了一下，是CCM模式下的。不是DCM模式的。表格两种情况都给出来只要伏秒值平衡,没有什么不可以的.... 顶一下

，7楼回答得非常到位，关键就是伏秒平衡

当然还要考虑到控制电路的问题，但DCM不存在CCM的右半面零点问题

感谢冰版那就把最佳回复给7楼吧，说实话各位的回帖都不错可惜不能多选。DCM模式下对输出二极管的反向恢复时间的要求也会低点吧。和BOOST的CCM和DCM一样的情况。下面我打算用仿真来验证一下。

用PSPICE来仿真一个UC3843做的反激电源，验证几点理论并且可以作为初学PSPICE的例子。我也是这个的新手一起研究探讨吧。

首先在ORCAD下新建一个仿真原理图，就是在建立原理图工程时如下图选择第一个选项就是带仿真的原理图，最下面的是普通原理图。

QQ截图1

然后新建一个原理图绘制页面，跟常规的一样绘制原理图。注意1 放置元件必须要用带有仿真模型的元件库，默认安装的话在这个路径C:CadenceSPB_16.3toolspspicelibrary 注意而一定要有至少一个带有0/SOURE这个接地符号，作为电路的地。

这是我绘制UC3843的最简原理图先验证下元件模型可用。

QQ截图2

建立仿真文件如下图

QQ截图3

设置仿真参数

QQ截图4

然后点工具栏绿色的运行键开始仿真。结束后我如上图我在芯片的RT/CT脚和输出脚放了电压探针

仿真结果如下

QQ截图1

再来个放大的

可以看到因为无反馈加入，工作在最大占空比状态，锯齿波的下降段就是固有的关断时间

QQ截图2

嗯据我观察嗯嗯嗯留个印记学习中，刚开始就遇到问题，UC3843这个模型我怎么找不到呢？

找到UC3843模型，没有输出地。核对模型管脚，5脚确实是GND。但在模拟的时候却告示floating.

再经过点击UC3843模型，选中Power Pins Visible选项，显示pin5 GND，但就是没电气连接点。请看下图

QQ截图20140609103536

请帮忙该如何设置？

请问什么是伏秒平衡？是否有公式？

占空比计算公式：

CCM时，D_ccm=1/(1+(1/M))；

DCM时，D_dcm=M*(K^0.5)；

其中：M=n*Uo/Ui；K=2*Lm/((n^2)*Ro*Ts)；

其中：n为原副边匝比，Lm为变压器原边激磁电感，Ts为开关周期，Uo为输出电压，Ui为输入电压，Ro为负载电阻。

所以占空比为：

当D_ccm<D_dcm时，为CCM，D=D_ccm；

当D_ccm=D_dcm时，为临界，D=D_ccm=D_dcm；

当D_ccm>D_dcm时，为DCM，D=D_dcm；

因此只要满足以下条件，即可使反激工作于DCM，且占空比D大于0.5：

1/(1+(1/M))>M*(K^0.5)>0.5 新月老师的回帖真的太好了，认真看看算下学习。请问下这个K值是如何得来的，代表什么物理含义。

顶

DCM时：

D1区，MOS导通，二极管关断，Lm*Ip/(D1*Ts)=Ui;

D2区，MOS关断，二极管导通，Lm*Ip/(D2*Ts)=n*Uo;

（D3区，MOS关断，二极管关断，D1+D2+D3=1;)

其中Ip为电感峰值电流；

由于D1、D3区二极管截至，D2区二极管导通，根据二极管电流平均值等于负载电流，则：

(n*Ip/2)*D2=Uo/Ro；

联立以上公式，即可推出：

DCM时，D1=M*(K^0.5)；

其中：M=n*Uo/Ui；K=2*Lm/((n^2)*Ro*Ts)；

K无非就是一个与Lm、Ts、n、Ro有关的系数。如果你把Le=2*L/((n^2)*Ts)看作是变压器原边激磁电感折算到副边的等效感抗（在小信号模型中，为了建立统一公式，确实如此处理），那么K=Le/R即为等效感抗与负载电阻的比。

UC3843加入反馈的原理图

QQ截图1

对这个图进行仿真发现驱动波形出现了常说的大小波

QQ截图2

请问修改那个参数

这个应该不是次谐波振荡，应该是环路不稳引起的。师长把1,2脚之间的电阻去掉，电容改成几百nF应该就好了。另外相对你设定的工作频率而言，尖峰吸收电容C14有点大

QQ图片5

回复楼上将1-2脚按你意见更改后还是驱动有问题。再给点意见。可惜这个贴没法给你最佳回复了，待我再开一贴这电路占空大于50%,从4脚增加一个跟随器(4脚有足够驱动能力就话就不用跟随器)再分压到3脚用于补偿. 从匝比关系看，占空比不可能超过0.5，并且从功率和变压器参数看，应该不会进入连续模式环路稳定时是不会,他现在可以做的就是二件事,一是上面说的增加补偿,二是改变3脚的RC回路. 这个变压器匝比接近11，输出5V占空比应该在0.36.不超过0.5 且工作在DCM理论上不应该出现次谐波震荡的。但这个波形该更改哪个参数呢。这个功率级别我觉得初级感量太小了，处于深度断续模式下，电感量可以增大先动3脚RC参数吧,C用221-102之间试试,具体算法有点复杂... 过来学习。。这才是真正的技术贴，整片阅读下来，学到很多东西各位版主那绝对不是盖的。。。对不住大伙这俩天忙个单没来得及更新。从明天起继续上图更新。那个大小波的问题产生原因我已经知道了对于上面那个仿真图的大小波原因基本被找到贴上修改后的参数

QQ截图1

QQ截图2

先动3脚RC参数吧,C用221-102之间试试,具体算法有点复杂... 师长这个回复基本就是问题的关键。更改过这个参数后发现还是不行，原因为开通时电流检测电阻上有个很大的尖峰，3脚的RC不足以将这个尖滤除导致驱动提前关闭出现驱动不稳定。我现在将开关频率降低到原先的、1/5这时的驱动波形看着好了很多。

这就有个问题什么原因导致的电流检测电阻开通时的尖峰，此时已经工作在DCM按说没有反向恢复电流的吧。

QQ截图3